别再接地了！TL431的引脚隐藏功能大揭秘
发布日期:2026-04-09
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TL431问世至今已将近50年。在这几十年间，虽然它主要被定位为一款精密可调并联稳压器销售，但这颗经典组件也被应用于各种其他用途，包括电压比较器、音频放大器、电流源、过压保护器等。然而令人惋惜的是，在这些丰富多样的电路案例中，TL431的ANODE引脚最终都难逃同样的命运，那就是被接地。
电流吸收调节原理
此处所提出的设计概念，为这个长期受压抑的引脚赋予了一个更具弹性的角色，如图1所示。
图1：ANODE引脚作为主动式电流吸收调节的检测端。
图1的框图从概念层说明了TL431的工作方式，其中：
吸收电流 = Is = (Vc – 2.5v)/R1 = 0 至 1/R1，当 Vc = 2.5v 变化至 3.5v
Vs < 37v， Is < 100mA，Is(Vs – R1Is) < 500mW (环境温度50℃)
在此架构中，TL431的内部2.5V精密参考电压会与加在ANODE引脚上的外部电压串联。内部运算放大器会将这个电压总和与REF引脚上的电压相减，然后放大其差值并施加到功率晶体管上。若此差值为正(即电压总和 < REF)，晶体管便会导通，将电流由CATHODE吸收至ANODE；反之，若差值为负(即电压总和 > REF)，晶体管则会截止。
若TL431依传统方式连接(REF接至CATHODE且ANODE接地)，该架构就会与并联稳压器类似，强制CATHODE达到内部2.5V参考电压的电阻串设定的倍数。然而，如果REF引脚连接至一个固定的控制电压(Vc > 2.5V)，而ANODE不再接地，而是浮接于电流检测电阻R1上，情况会如何呢？
其结果是，系统不再调节电压，而是开始调节电流。由于Vc是固定的，且无法被拉低以满足REF = ANODE + 2.5V的条件，因此ANODE必须被拉高，直到两者相等为止。此时将形成以下关系：
Is = (Vc – 2.5V)/R1
也就是说，电路会形成一个值为1/R1的恒定电流吸收调节器。
固定电压设定的电流吸收
图2示范了如何利用一组固定分压器(假设5V电源轨具备足够精度)，搭配浮接ANODE的Z1，来调节一个固定的吸收电流，其值为：
Is = (3.5v – 2.5v)/R1 = 1/R1
同时，图中也显示加入升压晶体管Q1的方式，以满足需要超过Z1本身TO-92封装所能承受电流或功率的应用需求。值得注意的是，Z1的调节精度并不会因此受到影响，因为Q1所分流的Is电流比例，会在流经R1之前重新加回来。
图2：升压晶体管Q1可承担超过431系列最大Ic与功率耗散限制的电流与电压，而3.5V分压器则用来设定固定的Is。
以DAC设定电流吸收值
图3说明如何利用一个2.5V DAC信号，以数字方式设定Is。请注意，DAC信号在此为反相的(Is在Vx = 0时达最大)，而Z2则提供必要的电平转换：
Is = (2.5v – Vx)/(2.5R1) = 0 至 1/R1，当Vx = 2.5v 变化至 0时
图3：DAC控制Is，其中DAC信号被反相，Z2负责提供必要的电平转换。
以PWM与工作周期设定电流吸收
图4展示另一种设定方式，使用PWM信号进行控制，其中Is = Df/R1，而Df代表PWM的工作周期，范围为0至1(0%至100%)：
Is = (2.5R2/(R3/Df))/R1，当Df = 0 至 1
Df = IsR1R3/(2.5R2)
Df = Is R1
图4：PWM控制Is，其中Is为PWM工作周期与R1的比值。
在此假设PWM分辨率为8位，频率为10kHz。R2C1所构成的一阶纹波滤波器，其时间常数约为PWM周期的64倍(假设10kHz即100µs)，可将最大纹波控制在1 LSB峰对峰值，且最大稳定时间约为38ms。
加快稳定时间的方法
图4的一项缺点，是由于采用单极R1C1/2纹波滤波器，导致稳定时间过长(约40ms才能达到8位分辨率)。若在成本允许下再增加一颗电阻与电容，即可如图5所示，利用R5C2形成二阶模拟减法滤波，将稳定时间加快约5倍，缩短至约8ms。
图5：加入R5与C2后，通过二阶纹波滤波器可获得更快的稳定时间。
可编程电流吸收应用电路
最后，图6展示了将图4的电路，结合一个低成本24W AC电源转接器与5V稳压器，所构成的小型数字测试系统电源架构。请务必为Q1配置适当的散热。
图6：结合电流吸收器与小型系统电源，其中最大Is为1A，最大Vs为20V，且Is = Df。
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